关键词：DC/DC电压变换器；推挽变压器；反馈电路掌握芯片

Abstract

With the rapid development of modern communication technology, communication power of the weight, volume, reliability, efficiency, and put forward higher requirements. The power applied to the phase-shifted full-bridge where the DC/DC converter has a simple structure, high output power, high efficiency, easy to realize soft-switching, the power switch is exposed to a series of voltage and current stress of the advantages, therefore, its study is of great significance. This article first DC/DC boost converter current triggering the main circuit, input circuit, feedback circuit control chip, push-pull transformers were in detail.The focus of the MOS FET loss problems were studied and analyzed. Secondly, the paper also used in this study a brief introduction devices and gives the necessary parameters of the device, the establishment of a model and simulation using Protel Altium Designer 6.9 software to analyze the stability of the system. Finally, the simulation results according to their actual circuit and thus made all the normal debugging, achieves the required effect.

Keywords: DC/DC boost converter; push-pull transformer; feedback circuit control chip

目 录

摘 要 I

1 绪论 1

1.1开关电源的发展进程 1

1.2开关电源的分类 1

1.2.1按驱动办法分类 1

1.2.2按能量转换过程的类型分类 2

1.2.3按输入与输出是否隔离分类 2

1.2.4按功率开关管关断和开通事情条件分类 2

1.3开关电源的特点 2

1.4本文紧张事情 3

2 开关电源的根本知识 4

2.1开关电源DC/DC变换器的软开关技能分类 4

2.2开关电源移相全桥DC/DC变换器掌握技能 5

2.3开关电源常用拓扑构造 6

2.3.1非隔离式开关电源拓扑构造 6

2.3.2隔离式开关电源拓扑构造 8

2.3.3开关电源各种拓扑构造的比较 10

2.4开关电源的调制办法 10

2.4.1脉冲宽度调制 10

2.4.2 脉冲频率调制 10

2.4.3 稠浊调制 11

2.5开关电源的掌握办法 11

2.5.1电压掌握模式 12

2.5.2电流掌握模式 13

3 开关电源主电路的设计 15

3.1逆变器的事情事理 15

3.2换器的滤波电容和电感的选取 16

3.2.1滤波电容的选取 16

3.2.2滤波电感的选取 17

3.2.3高频逆变电源的设计核心便是变压器的设计 17

3.3变压器绕制步骤 18

3.4硬件抗滋扰方法 19

3.5仿真结果 19

4 开关电源掌握芯片的设计 22

4.1 TL494芯片简介 22

4.2外围电路的先容 26

4.3仿真结果 27

5 开关电源反溃电路的设计 28

5.1电源反馈部分的事情事理 28

5.2仿真结果 30

6 结论 31

致 谢 33

参考文献 34

随着电子技能的发展, DC/DC 电源已经形成一个弘大的工业, 材料、工艺、外封装的不断改进, 使DC/DC产品普遍被工业界采取, 并在军界、医疗、宇航等领域迅速推广。
现已有数家产值达数千万美元的公司生产DC/DC电源, 产品从0.5瓦至上千瓦. 从单输出到多输出。
也有的公司把自己的DC/DC模块产品组合设计成用户须要的电源系统。

激烈的竞争局势, 导致各厂家积极采取前辈技能, 使模块以最小的体积达到最高的功率输出,某些新产品的功率密度已可达每立方英寸10瓦。
提高效率和输出功率是大家追求的目标, 场效应开关管、肖特基整流管以及磁性材料的改进, 都是关键成分。

打算机工业的发展给DC/DC电源提出了新的目标。
以往的TTL 电路逻辑电压为5V , 超大规模集成电路的驱动电流较大, 一个需5A 电流的设计至少要25 瓦输出的电源模块。
为节省能源, 新的CMOSIC设计使电压降为3.3V , 同样需5A 电流则可仅用16.5 瓦的模块。
目前一些超大规模集成电路生产厂家故意把电压降至2 .9V 、2.1 V ,以节省电力, 因对DC/DC电源产品带来了新的寻衅。
目前DC/DC模块的设计职员采取同步整流技能在一定程度上使效率有所提高,但终极的改进尚依赖于半导体元件性能的改进。
为办理DC/DC模块的掌握电路。
利用一定规模的集成电路将使DC/DC模块性能得到革命性的进步[1]。

DC/DC模块的外封装的散热也是个关键间题。
由于体积的限定,模块外壳需有良好的导热能力, 否则将烧毁内部半导体元件。
近几年已有把电路印刷在铝制或陶瓷荃板上的DC/DC产品间世。
铝板和陶瓷板导热较好, 给DC/DC模块的发展供应的新的方向。

1）自激式开关电源开关管起着振荡器器件和功率开关的浸染。

2）他激式开关电源备有专门独立的振荡电路，利用专用的脉冲调宽掌握器PWM芯片便是中一例。

1）直流—直流（DC-DC）变换器它是将一种直流电转换成另一种或几种直流电。
DC-DC变换器是直流开关电源的核心部件，也是非隔离式或隔离式变换器直流电源的主要组成部分。

2）逆变器（DC-AC）它是将直流电转换互换电的开关变换器，是互换输出开关电源和不间断电源（UPS）的紧张部件。

3）开关整流器（AC-DC）它是将互换电转换成直流电能的一种电源装置，这种变换器其变换过程该当理解为互换－直流－互换－直流（AC-DC-AC-DC）。

4）互换－互换变换器（AC-AC）它是将一种频率的互换电直接转换成另一种恒频或可变频率的互换电，或是将互换电直接转换成恒频互换电的变换装置。

1）隔离式开关变换器它是高频变压器将变换器的一次侧（输入）与二次侧（输出）隔离。
这种变换器构造紧张有单端正激式变换器，单端反激式变换器，中央抽头式（推挽）变换器，半桥式变换器，全桥式变换器。

2）非隔离式开关变换器它是在电气上输入与输出不隔离的。
输入与输出公用一个公共端。
这种变换器构造紧张有降压型（Buck）变换器，升压型（Boost）变换器，降压－升压（Buck-Boost）变换器以及它们的组合变形电路，如Cuk器，Zeta变换器，Sepic变换器等。

1）硬开关变换器功率开关器件是在承受电压或电流应力的情形下接通或关断的。
这样不但产生开关损耗，而且形成开关尖峰滋扰噪声，须要附加屏蔽，滤波等抗噪声技能，才能知足高精度，高性能用电设备的哀求。

2）软开关变换器功率开关器件是在不承受电压或电流应力的情形下接通或关断的；或是加在开关管上的电压为零，称零电压开关（ZVS）；或是流过开关管的电流为零，称零电流开关（ZCS）。
因开关过程中无电压，电流重叠（空想情形），开关损耗大大降落，而且开关噪声电压小，有利于开关变换器的高频化，小型化。

DC/DC 电源在70 年代即得到运用, 已形成模块化产品。
由于DC/DC电路设计相对较大略、用度低, 可以快速的良好设计办理大量繁芜问题, 而且已经形成一整套DC/DC电源的设计、测试、生产标准。
这就大大简化了电子、电器设备系统设计过程。
在较大型设备中( 如程控交流机) , 电源每每霸占系统用度的20 %旁边, 电源设计考虑不周常因电源故障而使全体系统不能正常事情。

采取DC/DC供电办法是目前最大略而最易行的办法。
在系统的设计初期，即可根据系统内部各级部件电路对不同的电压电流哀求, 根据DC/DC模块生产厂家的产品目录找到得当的DC 江兀模块产品。
如系统对DC/DC模块有分外哀求, 也可请DC/DC二模块生产厂家进行分外设计和生产。
从而可使设计师以较少的精力考虑电源而把紧张精力投入到系统核心部分的设计。
采取DC/DC模块化电源即可使这统统成为现实。
采取小型化的电源模块可大大减扮装备构造, 减小体积重量, 同时, 电源模块所特有的高可靠性使系统的整体可靠性大幅度提高, 更有利于降落设计用度和设备本钱。

本文的紧张事情是剖析设计了一种PWM升压型DC/DC变换器的掌握芯片。
本文共分六个章节详细先容。

第一章先容了开关电源的发展进程、开关电源的分类和开关电源的特点。

第二章阐述了开关电源的根本知识，个中包括了软开关技能、全桥掌握技能、电源开关常用的拓扑构造、电源开关的调制办法以及开关电源的掌握办法，在此对每一项都进行了详细的先容的剖析。

第三章是对主电路进行事理剖析，本设计所用器件的选取、主要的变压器制作和硬件抗滋扰进行了一系列方法的研究。

第四章剖析了参与主电路的开关电源掌握芯片TL494的设计，本文也对此进行了详细的描述。

第五章先容了开关电源反馈电路的设计。

第六章是本文的结论，写出了本人对这次设计的感想和一些意见。

当代电力电子装置的发展趋势是小型化、轻量化，同时对装置的效率和电磁兼容性也提出了更高的哀求。
常日，滤波电感、电容和变压器在装置的体积和重量中占很大比例。
因此必须设法降落他们的体积和重量，才能达到装置的小型化和轻量化。
从电路的有关知识可以知道，提高事情频率可以减小变压器各绕组的匝数，并减小铁心的尺寸，从而使变压器小型化。
因此装置的小型化、轻量化最直接的路子是电路的高频化。
但在开关频率提高的同时，开关损耗也会随之增加，电路效率严重低落，电磁滋扰也增大，输入以是大略的提高开关频率是行的。
针对这些问题涌现了软开关技能，它利用了谐振为主的赞助换流手段，办理了电路中的开关损耗和开关噪声的问题，使开关频率大幅度提高，从而大大减小了开关电源的体积和重量。
变换器的软开关技能本色上是利用电感和电容的谐振来完成开关器件的换流，最早是采取有损缓冲电路来实现，从能量的角度来看，它是将开关损耗转移到缓冲电路中花费掉，从而改进开关管的开关条件，因此这种方法对变换器的变换效率没有提高，乃至会使效率有所降落。
目前所研究的软开关技能不再采取有损缓冲电路、不是开关损耗的转移，而是真正减小开关损耗。
直流开关电源的软开关技能一样平常可分为以下三类[2]：

1)准谐振电路，准谐振电路中电压或电流的波形为正弦半波，因此称之为准谐振。
是最早涌现的软开关电路。
可分为零电压开关准谐振电路、零电流开关准谐振电路、零电压开关多谐振电路以及用于逆变器的谐振直流环节电路。
缺陷：准谐振的引入使得电路开关损耗和开关噪声大大低落，但也带来一些负面问题：谐振电压峰值很高，哀求器件耐压必须提高；谐振电流的有效值很大，电路中存在大量的无功功率的交流，造成电路的导通损耗加大；谐振周期随输入电压、负载变革而改变，因此只能采取PFM办法来掌握，变频的开关频率给电路设计带来困难。

2)零开关PWM变换器，它可分为零电压开关PWM变换器和零电流开关PWM变换器。
该类变换器是在准谐振变换器的根本上，加入一个赞助开关管，来掌握谐振元件的谐振过程，实现恒定频率PWM掌握。
这与准谐振变换器不同的是，谐振元件的谐振事情韶光与开关周期比较很短，一样平常为开关周期的1/10～1/5。
优点：同准谐振电路比较，电压和电流基本上是方波，只是上升沿和低落沿较缓，开关承受的电压明显降落，电路可以采取开关频率固定的PWM掌握办法。

3)零转换PWM变换器，它可分为零电压转换PWM电路和零电流转换PWM变换器，这类变换器还是采取赞助开关掌握谐振的开关时候，所不同的是，谐振电路是与主开关并联的，因此输入电压和负载电流对电路的谐振影响很小，电路在很宽的输入电压范围内并从零负载到满载都能事情在软开关状态，而且电路中无功功率的交流被消减到最小，这使得电路的效率有了进一步的提高。
只管软开关技能的引入提高了变换器的事情频率，降落了开关损耗，减小了功率器件的电压和电流力但个中仍有许多问题有待办理，如进一步扩大功率利用范围，完善掌握技能，提高事情可靠性等。
软开关技能的运用已经给功率变换器的发展带来了深刻的变革，随着软开关的技能的进一步完善，必将为实现更高品质的功率开关变换器供应有力的技能保障。

掌握技能包括掌握的策略(软件技能)以及实现掌握策略的电路办法(硬件技能)。
在传统电力电子技能中，掌握部分因此仿照电路办法来设计和事情的。
伴随着高速、高性能、低本钱数字处理器(DSP)芯片的面世并逐步走向市场，电力电子电路掌握系统的数字化正成为研究的方向。
数字掌握技能可使系统掌握电路大为简化，并能提高系统的掌握灵巧性和抗滋扰能力(减少杂散旗子暗记的滋扰)，避免仿照旗子暗记的通报畸变失落真，便于自诊断、容错等技能的植入，利于提高系统的智能化水平。
移相全桥DC/DC变换器是利用较多而且技能已经比较成熟的一种直流变换器，从掌握办法看，紧张有以下三种[3]:

1)ID掌握，比例积分(PI)掌握实现随意马虎，是工程实际中运用最广泛的一种掌握器。
在DC/DC直流变换器中，PI掌握可以实现无静差跟踪。
为了知足动态性能哀求，在实际系统中，常常须要引入分环节(D)，移相全桥DC/DC变换器空载时相称于二阶欠阻尼系统，带负载时系统的零极点会发生变革，以是要使全体系统在全体带负载范围保持好的动态性能和静态性能，就必须对PID的各参数进行综合考虑。

2)电压和电流双闭环掌握，在单环掌握系统中，只选取了一个有用反馈量(电流量或电压量)参与掌握，因此只有当负载扰动的影响终极在输出表现出来往后，掌握器才开始反应，因而掌握速率不足快。
为了战胜这些缺陷，在DC/DC直流变换器的电压单环根本上增加电流内环，利用电流内环快速、及时的抗滋扰性来有效地抑制负载扰动的影响。
在双闭环掌握中，由电压外环掌握电流内环(即内环电流在每一开关周期内变革，直至达到电压外环设定的偏差阀值)，电流内环瞬时快速的监测输出电流的动态变革，电压外环只卖力掌握输出电压，双闭环电压电流型掌握模式具有比单环电压型掌握模式大得多的带宽。

3)模糊掌握，与传统掌握办法比较，模糊PID掌握的好处是不依赖掌握工具的数学模型，它是根据人工掌握规则组织掌握决策表，然后由该表决定掌握量的大小。
就移相全桥变换器而言，模糊掌握器的设计仅须要知道电感电流、输出电压和模糊掌握规则

开关电源（直流变换器）的类型很多，从输入输出有无隔离角度，开关电源主回路可以分为隔离式与非隔离式两大类型。
这两种类型中又各自包含有不同的电路拓扑种类。
每种构造都有各自的特点，适用于不同的运用处所，下边将对各种开关电源拓扑构造简要阐述和比较[4]。

非隔离式电路是指输入端与输出端电气相通，没有隔离。
非隔离式又可分串联式构造、并联式构造和极性反转式构造三种电路拓扑构造，这三种电路拓扑构造有各自的特点，事情过程不一样，运用处所也不一样。

1)联式构造特点和事情事理 ，图2.1所示为串联式构造，这种构造的特点是:在主回路中开关器件T与输入端、输出端、电感器L、负载RL四者成串联连接的关系。
开关管T交替事情于导通/关断两种状态，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T及电感器L对负载供电，并同时对电感器L充电，当开关管T关断时，电感器L中的反向电动势使续流二极管D自动导通，电感器L中储存的能量通过续流二极管D形成的回路，对负载RL连续供电，从而担保了负载端得到。

图2.1串联式开关稳压电路主回路

串联式构造中，输出电压与输入电压成线性关系，其表达式为Vo≈Vi×D，D为开关器件T的占空比，D越大输出越大，其最大值为1，因此串联式构造只能得到低于输入电压的输出电压，只适宜于降压式变换。

2)联式构造特点和事情事理，图2 .2所示为并联式构造，并联式构造与串联式构造有相同的组成部分，只是他们的位置被重新支配了一下。
这种构造的特点是:在主回路中开关器件T与输出端负载成并联连接的关系。
开关管T交替事情于导通/关断两种状态，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T对电感器L充电，同时续流二极管D关断，负载RL靠电容器存储的电能供电；当开关管T关断时，续流二极管D导通，输入端电源电压与电感器L中的自感电动势正向叠加后，通过续流二极管D对负载RL供电，并同时对电容器C充电。

图2.2并联式开关稳压电路主回路

由此可见，并联式构造中，可以得到高于输入电压的输出电压，因此为升压式变换，适宜于输出电压高于输入电压的场合，并且为了得到连续的负载电流，并联结构比串联结果对输出滤波电容C的容量有更高的哀求。

3)性反转型变换器构造，图2.3所示为极性反转变换器构造，输出电压与输入电压的极性相反。
电路的基本构造特色是：在主回路中，相对付输入端而言，电感器L与负

载成并联。

图2.3极性反转开关电源主回路

开关管T交替事情于导通/关断两种状态，事情过程与并联式构造相似，当开关管T导通时，输入端电源通过开关管T对电感器L充电，同时续流二极管D关断，负载RL靠电容器存储的电能供电；当开关管T关断时，续流二极管D导通，电感器L中的自感电动势通过续流二极管D对负载RL供电，并同时对电容器C充电；由于续流二极管D的反向极性，使输出端得到相反极性的电压输出。

隔离式是指输入端与输出端电气不相通，通过脉冲变压器的磁耦合办法通报能量，输入输出完备电气隔离。
隔离式又可分为以下几种拓扑构造：

1）单端反激式，图2.4开关电源电路中所谓的单端是指变换器的磁芯仅事情在磁滞回线的一侧。
所谓的反激是指当功率调度管T导通时，变压器N在低级绕组中储存能量；当功率调度管T截止时，变压器N通过次级绕组向负载通报能量。
即原/副边交错通断。
这样可以避免变压器磁能被积累的问题，但是由于变压器存在漏感，将在原边形

成电压尖峰，可能击穿调度管T，因此须要设置RCD缓冲电路如下图2.4：

图2.4单端反激式开关电源主回路

2）单端正激式，从电路事理图2.5上看，正激式与反激式很相似，表面上只是变压器同名真个差异，但事情过程不同。
当T导通时，变压器N的低级和次级绕组同时导通，向负载传送能量，滤波电感L储存能量；当T截止时，电感L通过二极管D1连续向负载开释能量。

图2.5单端正激式开关电源主回路

该电路的最大问题是：功率管T交替事情于通/断两种状态，当功率管关断时，脉冲变压器处于“空载”状态，个中储存的磁能将被积累到下一个周期，直至电感器饱和，可能会使功率调度管烧毁。

3）推挽式，图2.6这种电路构造的特点是：变压器原边是两个对称线圈，两只功率调度管接成对称关系，轮流利断，事情过程类似于线性放大电路中的乙类推挽功率放大器。

图2.6推挽式开关电源主回路

该电路的紧张缺陷是：电路构造相对繁芜，本钱较高，变压器绕组利用率低，对功率管的耐压哀求比较高。

4）半桥式，图2.7电路的构造类似于全桥式，只是把个中的两只调度管换成了两只等值的大电容C1、C2。
事情过程：T1和T2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2

的互换电压，改变PWM的占空比就可以改变输出电压。

图2.7半桥式开关电源主回路

5）全桥式，图2.8这种电路构造的特点是：由四只相同的调度管接成电桥构造驱动变压器的原边。
事情过程：互为对角的两个功率管同时导通，同一侧上的两功率管交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的互换电压，改变PWM占空比就可以改变输出电压。

图2.8全桥式开关电源主回路

该电路利用的功率管数量多，且哀求参数同等性好，驱动电路繁芜，实现同步比较困难，这种电路构造常日利用在1KW以上超大功率开关电源电路中。

表2.1开关电源各种拓扑构造的比较

拓扑

功率范围(W)

Vin(dc)范围(V)

输入输出隔离

范例效率(%)

相对本钱

Buck

0-1000

5-40

无

70

1.0

Boost

0-150

5-40

无

80

1.0

Buck-Boost

0-150

5-40

无

80

1.0

正激式

0-150

5-500

有

78

1.4

反激式

0-150

5-500

有

80

1.2

推挽式

100-1000

50-1000

有

75

2.0

半桥式

100-500

50-1000

有

75

2.2

全桥式

400-2000+

50-1000

有

75

2.5

（Pulse Width Modulation,缩写为PWM）开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的办法。

PWM：脉宽调制PWM是开关型稳压电源中的术语。
这是按稳压的掌握办法分类的，除了PWM型，还有PFM型和PWM、PFM稠浊型。
脉宽宽度调制式（PWM）开关型稳压电路是在掌握电路输出频率不变的情形下，通过电压反馈调度其占空比，从而达到稳定输出电压的目的。

（Pulse Frequency Modulation,缩写为PFM）导通脉冲宽度恒定，通过改变开关事情频率来改变占空比的办法。

PFM：一种脉冲调制技能，调制旗子暗记的频率随输入旗子暗记幅值而变革，其占空比不变。
由于调制旗子暗记常日为频率变革的方波旗子暗记，因此，PFM也叫做方波FM PWM是频率的宽和窄的变革,PFM是频率的有和无的变革, PWM是利用波脉冲宽度掌握输出,PFM是利用脉冲的有无掌握输出. 个中PWM是目前运用在开关电源中最为广泛的一种掌握办法，它的特点是噪音低、满负载时效率高且能事情在连续导电模式；PFM具有静态功耗小的优点，但它没有限流的功能也不能事情于连续导电办法。

导通脉冲宽度和开关事情频率均不固定，彼此都能改变的办法，它因此上二种办法的稠浊，WM-PFM兼有PWM和PFM的优点。

DC/DC变换器是通过与内部频率同步开关进行升压或降压，通过变革开关次数进行掌握，从而得到与设定电压相同的输出电压。
PFM掌握时，当输出电压达到在设定电压以上时即会停滞开关，不才降到设定电压前，DC/DC变换器不会进行任何操作。
但如果输出电压低落到设定电压以下，DC/DC变换器会再次开始开关，使输出电压达到设定电压。
PWM掌握也是与频率同步进行开关，但是它会在达到升压设定值时，只管即便减少流入线圈的电流，调度升压使其与设定电压保持同等。
与PWM比较，PFM的输出电流小，但是因PFM掌握的DC/DC变换器在达到设定电压以上时就会停滞动作，以是花费的电流就会变得很小。
因此，花费电流的减少可改进低负荷时的效率。
PWM在低负荷时虽然效率较逊色，但是因其纹波电压小，且开关频率固定，以是噪声滤波器设计比较随意马虎，肃清噪声也较大略。
若需同时具备PFM与PWM的优点的话，可选择PWM/PFM切换掌握式DC/DC变换器。
此功能是在重负荷时由PWM掌握，低负荷时自动切换到PFM掌握，即在一款产品中同时具备PWM的优点与PFM的优点。
在备有待机模式的系统中，采取PFM/PWM切换掌握的产品能得到较高效率。
PFM比较较PWM紧张优点在于效率： 1）对付外围电路一样的PFM和PWM而言,其峰值效率PFM与PWM相称,但在峰值效率以前,PFM的效率远远高于PWM的效率,这是PFM的紧张上风。
2）PWM由于偏差放大器的影响，回路增益及相应速率受到限定，PFM具有较快的相应速率 。
PFM比较较PWM紧张缺陷在于滤波困难 ：1)滤波困难（谐波频谱太宽）。
2)峰值效率以前,PFM的频率低于PWM的频率,会造成输出纹波比PWM偏大。
3)PFM掌握比较PWM掌握 IC 价格要贵。
PFM之以是运用没有PWM多最紧张的一个缘故原由便是其余一个缘故原由便是PWM的巨大优点了：掌握方法实现起来随意马虎，PFM掌握方法实现起来不太随意马虎[6]。

DC-DC变换器从掌握模式上可以分为两类，即电压模式掌握(Voltage Mede Control)和电流模式掌握(Current Mode Control)。
由于本文设计采取的PWM调度办法，下面分别先容PWM调制办法下的电压模式掌握和电流模式掌握。

PWM电压型掌握的基本事理便是通过偏差放大器输出旗子暗记与一定的锯齿波进行比较，产生掌握用的PWM旗子暗记。
PWM电压型掌握的事理如图2.9所示：

图2.9 PWM电压型掌握事理图

其事理为：电源输出反馈电压Vsens与参考电压Vref比较放大，得到偏差旗子暗记Error，Error和锯齿波旗子暗记比较后，PWM比较器输出一系列脉冲，这些脉冲的宽度随偏差旗子暗记Verror的变革而变革，而这些脉冲宽度决定了输出能量的大小。
当负载花费能量增大时，脉冲宽度增大，开关管导通韶光增大，而负载花费能量减小时，输出脉冲宽度减小，开关管导通韶光减小，从而坚持输出电压恒定。
这种电压掌握开关电源只须要一个反馈旗子暗记用于实现全体电路的负反馈而坚持输出恒定。

从掌握理论的角度来讲，电压型掌握办法在全体掌握电路中只有一个反馈环路，是一种单环掌握系统。
电压掌握型变换器是一个二阶系统，它有两个状态变量：:输出滤波电容的电压和输出滤波电感的电流。
二阶系统是一个有条件稳定系统，只有对掌握电路进行精心的设计和打算后，在知足一定的条件下，闭环系统方能稳定的事情]。
开关电源的电流均流经电感，对付电压旗子暗记90°的相位延迟。
因此，仅用电压采样的方法稳压，相应速率慢，稳定性差，乃至在大旗子暗记变动时产生振荡，从而破坏功率器件，甚至在推挽和全桥等电路中引起变压器偏磁化饱和而产生电流尖峰，终极导致线路事情失落常。

电压型掌握的优点是：l)单环反馈的设计和剖析较易进行；2)锯齿波振幅较大，对稳定的调制过程可供应较好的噪声余裕；3)低阻抗功率输出，对多输出电源具有较好的交互调节特性。

电压型掌握的缺陷是：l)动态相应速率较慢；2)输出滤波器对掌握环增加了两个极点，这就须要增加一个零点补偿；3)由于环路增益随输入电、压而变，使得补偿变得更加繁芜化[5]。

针对电压模式掌握的缺陷，最近十几年景长起来了电流模式掌握技能。
电流模式掌握可分为峰值电流模式(PCM)掌握和均匀电流模式(ACM)掌握，ACM在PCM的根本上发展而来。
常日情形下所指电流模式为峰值电流模式掌握。

电流掌握模式是在电压掌握模式的根本上，增加一个电流负反馈的环节，电感电流不再是一个独立变量，从而使开关变换器成为一个一阶无条件的稳定系统，它只有单个极点和90°相位滞后，从而很随意马虎不受约束地得到大的开环增益和完善的小旗子暗记、大旗子暗记特性。
根据最优掌握理论，实现全状态反馈的系统是最优掌握系统，可以实现最小的动态相应的偏差平方积分指标。
因此，取输出电压和电感电流两种反馈旗子暗记实现双环掌握是符合最优掌握规律的。

图2.10 PWM峰值电流型掌握事理图

图2.10为PWM峰值电流型掌握事理框图。
与电压型掌握不同的是，电流型掌握PWM较器的入由电压模式掌握中的锯齿波旗子暗记，换成了对电感电流采样值所转换成的电压VS。
每个期中，振荡器输出的脉冲开启开关管，当电感电流感应电压VS达到VE电平时，PWM较器状态翻转，开关管截止。

从图10可以看出，与单一闭环的电压掌握模式比较，电流模式掌握是双闭环掌握系统，外环由输出电压反馈电路形成，由电压外环掌握电流内环，即内环电流在每一开关周期内上升，直到达到电压外环设定的偏差电压闽值。
电流内环是瞬时快速进行逐个脉冲比较事情的，并且检测输出电感电流的动态变革，电压外环只卖力掌握输出电压。
因此电流型掌握模式具有比起电压型掌握模式大得多的带宽。
无论是理论剖析还是电路测试，都证明电流型掌握比电压型掌握有许多优点，归纳起来紧张有以下几点：(1)瞬态闭环相应快，对输入电压的变革和输出负载的变革的瞬态相应均很快；(2)具有瞬时峰值电流限流功能，不会因过流而使开关管破坏，大大减小过载与短路的保护(3)全体反馈电路变成了一阶电路，因此偏差放大器的掌握环补偿网络得以简化，稳定度得以提高且易于补偿；(4)输出电压纹波较小。
正是基于电流掌握模式引入的精良的线性调度率，负载调度率和瞬态特性，本文设计的掌握芯片选取了峰值电流掌握PWM调制办法。
但是，峰值电流掌握型DC/DC变换器本身也有缺点和问题： (1)当占空频年夜于50%时，掌握环变得不稳定，抗滋扰性能差，须要斜坡补偿；(2)因掌握旗子暗记来自输出电流，功率级电路的谐振会给掌握环带来噪声；(3)电感峰值电流与均匀电流有偏差；(4)须要双环掌握，增加了电路设计和剖析的难度[7]。

图3.1 直流逆变推挽式构造

图3.2给出了推挽逆变-高频变压-全桥整流DC/DC变换器的基本电路拓扑。

图3.2 推挽逆变-高频变压-全桥整流电路

通过掌握两个开关管S1和S2以相同的开关频率交替导通，且每个开关管的占空比d 均小于50%，留出一定去世区韶光以避免S1和S2同时导通。
由前级推挽逆变将输入直流低电压逆变为互换高频低电压，送至高频变压器原边，并通过变压器耦合，在副边得到互换高频高电压，再经由由反向快速规复二极管FRD构成的全桥整流、滤波后得到所期望的直流高电压。
由于开关管可承受的反压最小为两倍的输入电压，即2U1，而电流则是额定电流，以是，推挽电路一样平常用在输入电压较低的中小功率场合。
当S1开通时，其漏源电压uds1只是一个开关管的导通压降，在空想情形下可假定uds1=0，而此时由于在绕组中会产生一个感应电压，并且根据变压器低级绕组的同名端关系，该感应电压也会叠加到关断的S2上，从而使S2在关断时承受的电压是输入电压与感应电压之和约为2Ui。
在实际中，变压器的漏感会产生很大的尖峰电压加在P" 两端，从而引起大的关断损耗，变换器的效率因受变压器漏感的限定，不是很高。
在S1和S2的漏极之间接上RC缓冲电路，也称为接管电路，用来抑制尖峰电压的产生。
并且为了给能量回馈供应反馈回路，在S1和S2两端都反并联上续流二极管FWD[8]。

为了减少输入电压的脉动，我们常采取输入端并联大电解电容的方法来实现。
电容选得太大会影响到掌握环路的相应速率;太小，电压的脉动又无法办理。
因此，对所需电容的容值进行详细的打算。
打算过程如下:

由于传输最大功率为P0并联电容为无损元件，则由输入输出功率相等可知电流脉动可转化为电压的脉动，则考虑一个周期内输入滤波电容C所供应的能量约打算见式（3.1）：

（3.1）

每个半周期输入滤波电容供应的能量打算见式（3.2）：

（3.2）

考虑到输入电压颠簸，实际电路中由于铝电解电容ESR和自身电感较大，不能承受较高频率的电流纹波，会引起发热，一样平常用于低频滤波;且变压器漏感和线路电感会导致电流纹波增大。
为减小ESR，实际电路采取2x470uF/400V的电解电容。
由于输入电源和开关器件之间线路电感的存在，还需并联ESR更小的高频电容，以肃清开关瞬间的电压电流尖峰。

在设计变换器输出滤波电感时哀求输出滤波电感在某一个最小电流I保持连续。
电感Lf的最小值应为见式（3.3）：

（3.3）

1）打算互换输出电压见式（3.4）和（3.5）：

（3.4）

（3.5）

K为输入电压颠簸系数。

2）打算AP值见式（3.6）：

（3.6）

原边参数打算：

（3.7）

4)打算低级匝数

见式（3.8）：

（3.8）

5)打算低级电感

见式（3.9）：

（3.9）

（3.10）

（3.11）

先打算原边绕组裸线面积见式（3.12）：

（3.12）

再由AWG导线规格表可查得最靠近线号

副边参数打算

（3.13）

（3.14）

（3.15）

12）验算输出电压

见式（3.16）：

（3.16）

1)先绕二分之一的高压绕组（次级），先在骨架上用高温胶带粘一层，这样做是为了防止导线打滑，用一根0.93线绕一层，约30圈，再用胶带固定住线头，不要让它散出来，并在高压绕组的表面用高温胶带包三层。

2)下面就可以绕低压绕组了（低级），低压绕组分成二层绕，也便是每一层是2加2，用5根线并绕。
先用5根0.93线绕2圈，中间留空隙，再在空隙处用其余5根线绕2圈。
用同样的方法绕二层，层间包二层胶带，这样就相称于用了10根线并绕。
绕完低压绕组，在绕组外用高温胶带包三层。
绕低压绕组要把稳的问题是：线头留不才面，即骨架引脚处，线尾留长一点，暂时留在骨架的上面（等绕完高压绕组后要向下折下来）。
实际上，低压绕组的头和尾是有一段是重叠的，也便是不是2圈，而是约2.2圈，这样做可以大大减少漏感。

3)再连续绕高压绕组，绕完其余的30圈，要把稳的是，这30图要和里面的30圈绕向相同，这点很关健。
如果一层绕不下，就把剩下几圈再绕一层。

4)绕完高压绕组后，在表面用高温胶带包三层，就把低压绕组原来留在上面的线头折下来，准备焊在骨架的脚上。
去漆可以用脱漆剂，用棉签沾一点脱漆剂，抹在线头上，过一下子，漆就掉下来了，就可以焊了。

5）再后在全体绕组的表面包几层高温胶带，绕好的线包外不雅观要饱满平整。

6）现在可以插磁芯了，插磁芯之前要对磁芯的对接面做清洁处理，我是用胶带粘几下，把磁芯对接面的粉末全清洁干净，插入磁芯，用胶带扎紧，对磁芯对接处用胶水做固定。

逆变电源系统所处电磁环境繁芜，而用户对电源系统的纹波、稳定性等都有较高的哀求。
因此，硬件抗滋扰方法是全体户用逆变电源系统的主要组成部分。
为避免主电路中串进的各种形式的滋扰，可采纳以一下方法:1）在PCB布线时，将高频与低频分开、仿照与数字分开、强电与弱电分开、直流与互换分开;布局时只管即便将旗子暗记线阔别变压器、电感等滋扰源。
2）利用瓷片电容滤除高频滋扰，适用电解电容滤除低频滋扰;在CPU等精密器件下，大面积覆铜。
3）加强对引入的电源进行去祸处理:接地线只管即便加粗;PCB布线的设计时，只管即便知足线距线宽等哀求，避免串扰。
4）采取光偶耦、互感器等隔离器件，实现高低电平、强弱旗子暗记的有效离。
5）只管即便利用短而直的走线连接，避免利用垂直交叉走线、线宽溘然变宽或者变窄;禁止环形走线[9]。

通过上述抗滋扰方法，经由试验验证，逆变电源可以实现稳定有效的事情。

通过对主电路的设计，我们对此进行了功能仿真，下面几个给出了仿真结果：

图3.3 无保护的开关管输出波形

图3.4 有RCD保护的开关管输出波形

图3.5 方波电压输出波形

图3.6 输出直流电压330V

TL494 为双列直插式构造, 如图4.1: 个中1, 2, 15, 16 脚分别为内部两个运算放大器的输入端, 3 脚为补偿端, 4 脚为去世区电压掌握端, 5、6 脚外接振荡定时元件, 7 脚为地, 8、9、10、11 脚分别为内部一个启动管的c、e 极, 12 脚为供电端, 13 脚为输出办法掌握, 接低电平时内部两个三极管同时导通与截止, 接高电平时内部两个三极管轮流导通与截止, 14 脚为基准电压输出端, 输出5 V 基准电压, 可输出10mA 的驱动电流。

图4.1 TL949芯片管脚

TL494是专用双端脉冲调制器件，TL494为固定频率的PWM掌握电路，它结合了全部方块图所需之功能，在切换式电源供给器里可单端式或双坡道式的输出掌握。
如图4.2所示为TL494掌握器的内部构造与方块图其内部的线性锯齿波振荡器乃为频率可方案式(frequency programmable)，在脚5与脚6连接两个外部元件RT与CT，既可得到所需之频率其频率可由下式（4.1）打算得知：

（4.1）

图4.2 TL494掌握器的内部构造与方块图片

5V基准源，TL494内置了基于带隙事理的基准源，基准源的稳定输出电压为5V，条件是VCC电压在7V以上，偏差在100mV之内。
基准源的输出引脚是第14脚 REF.

锯齿波振荡器，TL494内置了线性锯齿波振荡器，产生0.3~3V的锯齿波。
振荡频率可通过外部的一个电阻Rt和一个电容Ct进行调节，其振荡频率为：f=1/RtCt，个中Rt的单位为欧姆，Ct的单位为法拉。
锯齿波可以在Ct引脚丈量到。

运算放大器，TL494集成了两个单电源供电的运算放大器。
运算放大器通报函数为ft(ni,inv)=A(ni-inv)，但不能越出输出摆幅。
一样平常电源电路中，运放接成闭环运行。
少数分外情形下利用开环，由外界输入旗子暗记。
两个运放的输出端分别接一个二极管，和COMP引脚以及后级电路（比较器）相连接。
这担保了两个运放中较高的输出进入后级电路。

比较器，运算放大器输出的旗子暗记（COMP引脚）在芯片内部进入比较器正输入端，和进入负输入真个锯齿波比较。
当锯齿波高于COMP引脚的旗子暗记时，比较器输出0，反之则输出1。

脉冲触发器，脉冲触发器在锯齿波的低落沿且比较器输出1时导通，令两个中的一个输出端（依次轮流）片内三极管导通，并在比较器输出降到0时截止。

静区韶光比较器，静区（直译去世区）韶光由Dead Time Control引脚4设置，它通过一个比较器对脉冲触发器实施滋扰，限定最大占空比。
可设置的每端占空比上限最高为45%，在事情频率高于150KHz时占空比上限是42%旁边。
（当DTC引脚电平被设为0时）

输出脉波宽度调变之达成可借着在电容器CT真个正锯齿波形与两个掌握旗子暗记中的任一个做比较而得之。
电路中的NOR闸可用来驱动输出三极管Q1与Q2，而且仅当正反器的时钟输入旗子暗记是在低准位时，此闸才会在有效状态，此种情形的发生也是仅当锯齿波电压大于掌握旗子暗记电压的期间里。
当掌握旗子暗记的振幅增加时，此时也会同等引起输出脉波宽度的线性减少。
如图4.3所示的波形图。

图4.3 TL494掌握器时序波形图

外部输入真个掌握旗子暗记可输入至脚4的截止韶光掌握端，与脚1、2、15、16偏差放大器的输入端，其输入端点的抵补电压为120mV，其可限定输出截止韶光至最小值，大约为最初锯齿波周期韶光的4%。
当13脚的输出模掌握端接地时，可得到96%最大事情周期，而当13脚接制参考电压时，可得到48%最大事情周期。
如果我们在第4脚截止韶光掌握输入端设定一个固定电压，其范围由0V至3.3V之间，则附加的截止韶光一定涌如今输出上。

PWM比较器供应一个方法给偏差放大器，乃由最大百分比的导通韶光来做输出脉波宽度的调度，此乃借着设定截止韶光掌握输入端降至零电位，而此时再回授输入脚的电压变革可由0.5V至3.5V之间，此二个偏差放大器有其模态(common-mode)输入范围由-0.3V至(Vcc-2)V，而且可用来检知电源供给器的输出电压与电流。

偏差放大器的输出会处于高主动状态，而且在PWM比较器的非反相输入端与其偏差放大器输出乃为或闸(OR)运算结合，依此电路构造，放大器须要最小输出导通韶光，此乃抑制回路的掌握，常日第一个偏差放大器都利用参考电压和稳压输出的电压做比较，其环路增益可依赖回授来掌握。
而第3脚常日用做频率的补偿，它紧张目的是为了全体环路的稳定度，特殊把稳的是利用回授时必须避免第3脚输入过载电流大于600µA，否则最大脉波宽度将会被不正常的限定，此两种偏差放大器，都可利用不管是正相或反相放大都可用来稳压。

第二个偏差放大器可用来做过电流检知回路，可利用检知电阻来与参考电压元作比较，这回路的事情电压靠近地端，而此偏差放大器的转换速率(slew rate)在7V之Vcc时为2V/µs。
但无论如何在高频利用中。
由于脉波宽度比较器和掌握逻辑的传播延迟使得他不能用为动态电流限定器。
它可利用于恒流限定电路或者外加元件作成电流回叠(current feed-back)的限流装置，而动态电流限定最好能利用截止韶光掌握输入真个第4脚。

当电容器CT放电时，在截止韶光比较器输出端会有正脉波旗子暗记输出，此时钟脉波可掌握操作正反器，且会抑制输出三极管Q1与Q2，若将输出模掌握的第13脚连接至参考电压准位线，此时在推挽式操作下，则两个输出三极管在脉波旗子暗记调变下会交替地导通，这时每一个输出的转换频率是振荡器频率的一半。

当以单端办法(single-ended)操作时，最大事情周期须少于50%，此时输出驱动可出三极管Q1或Q2取得，若在单端办法操作下须要较高的输出电流，可以将Q1与Q2三极管以并联办法连接，而且输出模掌握的第13脚必须接地，则使得正反器在失落效(disable)状态，此时输出的转换频率乃相称于震荡器之频率[10]。

因此TL494约两个输出级可以用单端办法或是推挽式来输出，两个输出关系是不被拘束的，两个集极和射极都有输出端可以利用，在共射极状态下，集极和射极电流在200ｍＡ时，集极和射极饱和电压大约在1.1V，而在共集极构造下的电压是15V，在输出过载之下两个输出都有保护浸染，一样平常这两个输出在共射极的转换韶光，以是我们可以知道其转换速率非常地快，操作频率可达300KHZ，在25℃时输出泄电流一样平常都小于1µA。

图4.4 TL494实现的单回路掌握器的电路事理图

首先是由四端光电耦合器TLP521的3管脚所输出的FB-V给TL494的1管脚即同相输入端供应大约为4.9V的电压，作为比较器1的同相输入电压。
其余此芯片的基准输出端14管脚和输出掌握端供应固定的5V的电旗子暗记，作为闭环回路的反馈旗子暗记，通过有源大略二阶低通滤波电路进行平滑、去除杂波滋扰后送给TL494的偏差放大器I的IN+同相输入端。
设定输入旗子暗记是由TL494的5V基准电压源经一精密多圈电位器分压，由电位器动端通过有源大略二阶低通滤波电路接入TL494的偏差放大器I的IN-反相输入端。
反馈旗子暗记和设定旗子暗记通过TL494的偏差放大器I进行比较放大，进而掌握脉冲宽度，这个脉冲空度变革的输出又经由整流滤波电路及由集成运算放大器构成的隔离放大电路进行平滑和放大处理，输出一个与脉冲宽度成正比的、变革范围为0～10V的直流电压。
这个电压便是所须要的输出掌握电压，用它去掌握实行电路，使被掌握量始终与设定值保持同等，形成闭环单回路掌握。

在本掌握器中只用到了TL494的偏差放大器I，故将偏差放大器II的IN+（16脚）接地、IN-（15脚）接高电平此高电平由基准输出供应，同时还要串联一个保护分压电阻，降落方向输入真个接管电压。
为保护TL494的输出三极管，经R11电阻分压，在4脚加靠近0.3V的间歇调度电压，并且在4脚外端串联一个电阻R13分压。
R6、R8和C9组成了相位校正和增益掌握网络。
经由实验，在本掌握器中6脚振荡电阻R15和5脚振荡电容C11分别取10kΩ和0.1μF。
输出采取并取办法，取自发射级。
整机电源取12V单电源。

经实际运用，证明了以上的剖析。
该掌握器的掌握灵敏度和掌握精度都很高，可完备取代 一些本钱高、电路繁芜的单回路掌握器。

综上所述，用TL494为紧张元件实现的闭环单回路掌握用具有构思新颖、电路大略、本钱低廉以及掌握过程稳定等特点，在很多工业掌握场合可得到广泛的运用。

通过对开关电源掌握芯片TL949的设计，我们对此进行了功能仿真，下图给出了仿真结果：

图4.5 TL494输出推挽旗子暗记波形

图5.1开关电源反溃电路

在一样平常的隔离电源中，光耦隔离反馈是一种大略、低本钱的办法。
但对付光耦反馈的各种连接办法及其差异，目前尚未见到比较深入的研究，便是采取TLP521进行电路的设计。

TLP521的原边相称于一个发光二极管，原边电流If越大，光强越强，副边三极管的电流Ic大。
副边三极管电流Ic与原边二极管电流If的比值称为光耦的电流放大系数，该系数随温度变革而变革，且受温度影响较大。
作反馈用的光耦正是利用“原边电流变革将导致副边电流变革”来实现反馈，因此在环境温度变革剧烈的场合，由于放大系数的温漂比较大，应只管即便不通过光耦实现反馈。
此外，利用这类光耦必须把稳设计外围参数，使其事情在比较宽的线性带内，否则电路对运行参数的敏感度太强，不利于电路的稳定事情。
选择TL431结合TLP521进行反馈。
这时，TL431的事情事理相称于一个内部基准为2.5 V的电压偏差放大器，以是在其1脚与3脚之间，要接补偿网络[11]。

图18所示接法的事情事理如下：当输出电压升高时，TL431的1脚(相称于电压偏差放大器的反向输入端)电压上升，3脚(相称于电压偏差放大器的输出脚)电压低落，光耦TLP521的原边电流If增大，光耦的另一端输出电流Ic增大，电阻R4上的电压降增大，com引脚电压低落，占空比减小，输出电压减小；反之，当输出电压降落时，调节过程类似。

图5.2 光电藕反馈接法

由主电路中反馈电源供应的直流15V电压输入到反馈电路四端光电耦合器TLP521原边的1脚，在此串联一个R10电阻，其阻值为1K，这个电阻的紧张浸染是起到降压保护浸染，降压后的电流大约为10mA旁边。
再经一个过四端光电耦合器TLP521，光电耦合器是指用光来掌握另一端电路的动作.由于没有电盛行成回路,以是两端互不滋扰。
详细便是给集成在里面的发光二极管一个电流使其发光,另一真个吸收二极管收到光后会有一定的导通变革,这个导通程度就会形成电流旗子暗记，进而在这里也减少了电磁滋扰，其余在四端光电耦合器TLP521的副边4脚接一个直流12V电压。

在四端光电耦合器TLP521的2脚串联一个TL431NPN管，管脚的一端接地，一端作为参考极接到VCC上，在接到VCC的过程中须要串联一个电阻R21，其阻值为220K，紧张起到降压保护四端光电耦合器TLP521的浸染。
在VCC的接入端同样也须要串联一个电阻R12为220K起到降压保护浸染，主要的是要串联一个滑动变阻器R18来调节TL431一个管脚所须要的得当电压作为参考，个中R18的最大电阻为10K，变阻器的输端串联一个R22阻值为1K限流接地。

在四端光电耦合器TLP521的副边3脚同样也须要串联一个最大阻值为1K的滑动变阻器来调节给TL494运放1同相输入端供应一个电压FB-V大约为4.9V。

通过对开关电源反馈部分的设计，我们对此进行了功能仿真，下图给出了仿真结果：

图5.3反馈直流电压导通反馈波形

图5.4反馈直流电压截止反馈波形

移相全桥DC/DC变换器作为中大功率开关电源的首选紧张电路拓扑，与传统的硬开关主电路拓扑比较，移相全桥DC/DC变换器以其自身的诸多优点在功率变换的浩瀚场合倍受青睐，本文对移相全桥DC/DC变换器主电路构造的干系问题和它的掌握技能两个方面进行了研究。

主电路方面：使得体历年夜大地减小，然而开关电源频率越高，开关损耗和电磁滋扰的影响就会越严重，为此，本文采纳方法使开关事情在零电压事情状态，并战胜了电磁滋扰的大部分问题。
本文首先剖析了移相全桥ZVS PWMDC/DC变换器的事情事理和零电压开关的条件，同时对带赞助谐振网络的移相全桥ZVSPWM DC/DC变换器进行了剖析；其次，谈论了移相全桥DC/DC变换器存在的几个关键问题；末了，对此变换器主电路参数进行了设计和比较详细的打算。

掌握电路方面：首先剖析了buck电路的小旗子暗记模型，进而推导出对移相全桥ZVSPWM DC/DC变换器的小旗子暗记模型，得出了它的通报函数，并对通报函数进行了MATLAB仿真剖析。
在掌握策略方面，首先先容了常规PID掌握、模糊掌握和模糊PID的基本事理和特点，通过对三者掌握策略的MATLAB仿真，得出了模糊PID掌握办法比常规PID掌握和模糊PID掌握具有更好的动态性能和稳态性能，末了对移相掌握全桥ZVS PWM DC/DC变换器的模糊PID掌握进行了仿真，达到了研究的预期效果。

产品特点：利用前辈的双CPU单片机警能掌握技能，具有高可靠性、低故障率的特点；纯洁弦波输出，带负载能力强，运用范围广；具有完善的保护功能（过负载保护、内部过温保护、输出短路保护、输入欠压保护、入过压保护等），大大提高产品的可靠性；体积小、重量轻，内部采取CPU集中掌握、贴片技能，使得体积非常小、重量轻；散热风机警能掌握，采取CPU掌握散热风机的事情状态，大大延长风机的利用寿命，且节约电能、提高事情效率；事情噪音小，效率高。

适用范围：车船载设备系列：军用车辆、警车、医疗救护车、轮船、交通红绿灯等；工业设备系列：太阳能、风力发电、气体放电灯等；办公场所：电脑、打印机、复印机、扫描仪、数码摄象机等；厨房用具系列：微波炉、电池炉、电冰箱等；家庭用电设备：电风扇、吸尘器、空调、照明灯具等；电动工具系列：电锯、钻孔机、冲压机、空气压缩机等。

产品实物展示：图6.1展示了本实验的终极实物开关电源逆变器，我们已精心的设计末了形成了自己的劳动成果。

图6.1 开关电源逆变器实物

在本次论文的撰写中，我得到了王玉峰老师的精心辅导，不管是从开始定方向还是在查资料准备的过程中，一贯都耐心地给予我辅导和见地，使我在总结学业及撰写论文方面都有了较大提高；同时也显示了老师高度的敬业精神和任务感。
在此，我对王玉峰老师表示诚挚的感谢以及至心的祝福。

四年大学生活即将结束，回顾几年的进程，老师们给了我们很多辅导和帮助。
他们严谨的治学，优秀的作风和敬业的态度，为我们树立了为人师表的典范。
在此，我对所有的电信学院的老师表示感谢，祝你们身体康健，事情顺利！

还要感谢和我同一设计小组的孙新同学，是你在我平时设计中和我一起磋商问题，并指出我设计上的误区，使我能及时的创造问题把设计顺利的进行下去，没有你的帮助我不可能这样顺利地结稿，在此表示深深的谢意。

末了，感谢父母对我本科生学习的支持!感谢对我论文事情支持的所有同事、同学和朋友!

末了感谢参加论文评阅和答辩的专家学者，感谢他们所付出的费力劳动。

[1]周志敏，周纪海．开关电源技能及运用[C]．北京：电子工业出版社，2001,25-29.

[2]张先谋.移相全桥软开关DC/DC变换器的研究[D].北京:中国科学院研究生院,2002.

[3]李红平,詹晓东.采取峰值电流模式的全桥移相掌握DC/DC变换器[J].电力电子技能,2000,2(1):27-3010-13.

[4]赵容，张波.同步整流关键技能及紧张拓扑剖析.电路与系统学报[N]，2004，9(3)：100-104.

[5]刘文军,罗玉峰.开关电源模糊掌握PID的设计和MATLAB仿真研究[J].掌握统,2006.

[6]林荫宇.移相全桥零电压PWM变换器的建模与仿真[J].重庆大学学报,2000,78-85.

[7]李晓丹.模糊PID掌握器的设计和研究[D].天津:天津大学,2005[8]李定宣．开关稳定电源设计与运用.北京：中国电力出版社，2006.

[9]陈勇,于成龙.高压开关电源变压器设计及其噪声滋扰的抑制[J].变压器技能,2006,(9):46-47.

[10]曹升芳.全桥移相掌握电力系统操作电源开关整流模块研究与开拓[D].南京:南京航空航天算夜学,1999.

[11]张占松，蔡宣三．开关电源的事理与设计[S]．北京：电子工业出版社,1999.

转载请注明：片头模版 » 推挽式直流开关电源的设计